二极管关断伴随非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt条件 下，会产生很高的反向恢复电流尖峰。这些尖峰会比稳 态开关电流幅值大十倍以上。该大电流会使MOSFET损 耗大大增加、发热严重。MOSFET结温的升高会降低其 dv/dt的能力。在极端情况下，损坏MOSFET，使整个系 统失效。在特殊应用中，负载会从空载突变到过载，为 了能够保持系统可靠性，系统应该能够在更恶劣的工作 环境中运行。
图10和图11给出了过载时功率MOSFET开关波形。电流 尖峰发生在开通和关断的瞬间。可以被认作是一种“暂 时直通”。图12给出了过载时LLC谐振变换器的简化波 形，图13给出了可能导致器件潜在失效问题的工作模 式。
在t0 ~ t1时段，Q1导通，谐振电感电流Ir为正。由于 MOSFET Q1处于导通状态，谐振电流流过MOSFET Q1 沟道，次级二极管D1导通。Lm不参与谐振，Cr与Lr谐 振。能量由输入端传送到输出端。
在t1 ~ t2时段，Q1门极驱动信号开通，Q2关断，输出电 流在t1时刻为零。两个电感电流Ir 和 Im相等。次级二极 管都不导通，两个输出二极管反向偏置。能量从输出电 容而不是输入端往外传输。因为输出端与变压器隔离， Lm与Lr串联参与谐振。
在t2 ~ t3时段，MOSFET Q1 依然施加门极信号，Q2关 断。在这个时段内，谐振电感电流方向改变。电流从 MOSFET Q2的源极流向漏极。D2开始导通，D1反向偏 置，输出电流开始增加。能量回流到输入端。
在t3 ~ t4时段，关断MOSFET Q1和Q2的门极信号，谐振 电感电流开始流过MOSFET Q2的体二极管，这就为 MOSFET Q1创造了ZCS条件。
在t4 ~ t5时段，MOSFET Q2开通，流过一个很大的直通 电流，该电流由MOSFET Q1体二极管的反向恢复电流 产生。这不是偶然的直通，因为高、低端MOSFET正常 施加了门极信号；有如直通电流一样，它会影响到该开 关电源。这会形成很高的反向恢复dv/dt，时常会击穿 MOSFET Q2。这样就会导致MOSFET失效，当使用的 MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，这种失效机 理会更加严重。
短路失效模式
最坏情况为短路。短路时，MOSFET导通电流非常高 （理论上无限高），频率也会降低。当发生短路时，谐 振回路中Lm被旁路。LLC谐振变换器可以简化为由Cr和 Lr组成的谐振电路，因为Cr只与Lr发生谐振。因此图12 省略了t1 ~ t2时段，短路时次级二极管在CCM模式下连续 导通。短路状态下工作模式几乎与过载状态下一样，但 是短路状态更糟糕，因为流经开关体二极管的反向恢复 电流更大。
图14和图15给出了短路时功率MOSFET的开关波形。短 路的波形与过载下的波形类似，但是其电流的等级更 高，MOSFET结温度更高，更容易失效。
4 功率MOSFET失效机理
体二极管反向恢复dv/dt
二极管由通态到反向阻断状态的开关过程称为反向恢 复。图16给出了MOSFET体二极管反向恢复的波形。首 先体二极管正向导通，持续一段时间。这个时段中，二 极管P-N结积累电荷。当反向电压加到二极管两端时， 释放储存的电荷，回到阻断状态。释放储存电荷时会出 现以下两种现象：流过一个大的反向电流和重构。在该 过程中，大的反向恢复电流流过MOSFET的体二极管， 是因为MOSFET的导通沟道已经切断。一些反向恢复电 流从N+源下流过。
如图18和图19所示，Rb表示一个小电阻。基本上，寄生 BJT的基极和发射极被源极金属短路。因此，寄生BJT 不能被激活。然而实际中，这个小电阻作为基极电阻， 当大电流流过Rb时，Rb产生足够的压降使寄生BJT基极发射极正向偏置，触发寄生BJT。一旦寄生BJT开通， 会产生一个热点，更多的电流将涌入该点。负温度系数 的BJT会使流过的电流越来越高。终导致器件失效。 图17给出了体二极管反向恢复时MOSFET失效波形。电 流等级超过反向恢复电流峰值Irm时正好使器件失效。这 意味着峰值电流触发了寄生BJT。图20和图21给出了由 体二极管反向恢复引起芯片失效的烧毁标记。烧毁点是 芯片脆弱的点，很容易就会形成热点，或者需要恢复 过多储存电荷。这取决于芯片设计，不同设计技术会有 所变化。
如果反向恢复过程开始前P-N结温度高于室温，则更容 易形成热点。所以电流等级和初始结温度是器件失效的 两个重要的因素。影响反向恢复电流峰值的主要因素 有温度、正向电流和di/dt。图22给出了反向恢复电流峰 值与正向电流等级的对应曲线。如图22所示，大限度 抑制体二极管导通，可以降低反向恢复电流峰值。如果 di/dt增大，反向恢复电流峰值也增大。在LLC谐振变换 器中，功率MOSFET体二极管的di/dt与另一互补功率开 关的开通速度有关。所以降低其开通速度也可以减小 di/dt。
击穿dv/dt
另一种失效模式是击穿dv/dt。它是击穿和静态dv/dt的组 合。功率器件同时承受雪崩电流和位移电流。如果开关 过程非常快，在体二极管反向恢复过程中，漏源极电压 可能超过大额定值。例如，在图16中，漏源极电压 大值超过了570V ，但器件为500V 额定电压的 MOSFET。过高的电压峰值使MOSFET进入击穿模式， 位移电流通过P-N结。这就是雪崩击穿的机理。另外， 过高的dv/dt会影响器件的失效点。dv/dt越大，建立起的 位移电流就越大。位移电流叠加到雪崩电流后，器件受 到伤害，导致失效。基本上，导致失效的根本原因是大 电流、高温度引起的寄生BJT导通，但主要原因是体二 极管反向恢复或击穿。实践中，这两种失效模式随机发 生，有时同时发生。
5 解决方法
在启动、过载或短路状况下，过流保护方法有多种：
■增加开关频率
■变频控制以及 PWM控制
■采用分裂电容和钳位二极管
为了实现这些方法，LLC谐振变换器需要增加额外的器件、改进控制电路或者重新进行散热设计，这都增加了系统的成本。有一种更为简单和高性价比的方法。由于体二极管在LLC谐振变换器中扮演了很重要的角色，它对失效机理至关重要，所以集中研究器件的体二极管特性是解决这个问题的好方法。越来越多的应用使用内嵌二极管作为关键的系统元件，因此体二极管的许多优势得以实现。其中，金或铂扩散和电子辐射是非常有效的 解决方法。这种方法可以控制载流子寿命，从而减少反 向恢复充电和反向恢复时间。随着反向恢复充电的减 少，反向恢复电流峰值和触发寄生BJT的可能性也随之 降低。因此，在过流情况下，如过载或短路，这种带有 改进的体二极管的新功率MOSFET可以提供更耐久、更 好的保护。
